Nouveau schéma carte protection enceintes 100 % transistors.


Après avoir analysé le fonctionnement de divers types de schémas de protection, dans le sujet : « Critiques de schémas de circuits de protection des HP » , j’ai décidé de reprendre mon schéma depuis le début.

1 Filtre d’entrée :

Son but est de détecter l’offset (composante continue positive ou négative) lors de la mise sous tension et pendant l’écoute.

Il doit donc éliminer le plus possible le signal musical sortant, pour chacune des voies de l’ampli.

Sur un défaut de transistor de sortie, la sortie HP peut se retrouver au + V ou au -V de l’alimentation : c’est la destruction assurée des enceintes.

Le filtre d’entrée possède un certain temps de stabilisation à la mise sous tension, plus un temps de réponse (auquel il faut ajouter celui de retombée du relais ) aussi avant de connecter les enceintes à l’ampli on attendra qq secondes.

Le filtre d’entrée et l’étage de détection doivent donc supporter la pleine tension d’alimentation.

Pour le filtre d’entrée, il doit atténuer les plus basses fréquences pour ne garder que le continu.

Je me suis fixé ( un peu arbitrairement, mais je l’ai lu qq part ) un signal de 20 Hz avec une amplitude crête de 20 V

En sortie de filtre il reste un résidu de signal 20 Hz qui se superpose aux variations d’Offset et qui peut perturber le système de détection. Une bonne raison de couper assez bas, sinon les notes les plus basses pourraient déclencher la protection.

C ‘est surtout valable sur les faibles valeurs d’offset ( + ou – 1V ) le résidu du 20 V 20 Hz en sortie de filtre simple ( 1er ordre ) peut être supérieur à l’offset qu’on veut détecter.

Mais rassurez vous, ça disparait pratiquement à 40 Hz ( mais avec un filtre du deuxième ordre ( double étage de filtrage RC ) dont la freq de coupure ( – 6 db ) est de 1 Hz.

J ‘aime beaucoup les solos de basse de Jaco, c’est rare que j’écoute du 20 Hz :), mais Il faut bien se fixer une limite qu’on est sur de ne pas atteindre, et avoir une base de comparaison lorsqu’on teste plusieurs cartes.

    On ne peut pas filtrer trop fort non plus !

En abaissant la fréquence de coupure d’un filtre simple, car on va abrutir les éventuelles variations lentes et dérives d’offset et surtout augmenter le temps de réponse du filtre.

Je connais un SU 3400 dont la carte de protection a des condos de 1000 µF, sur un autre exemplaire plus récent, ils sont à 220 µF. Ils ont du s’apercevoir de qq chose : temps de réponse trop long et/ou les basses fréquences déclenchaient la protection

Schéma du filtre :

Filtre1_Filtre2

Pour que le filtre supporte la pleine tension d’alimentation , il faut que les condensateurs supportent la tension d’alim. ( en fait la moitié, lorsque le filtre est chargé , les deux résistances du filtre formant un pont diviseur 1/2, mais si le transistor lâchait, dans la foulée on exploserait les condos de filtrage )

Si on veut détecter de faibles écarts d’offsets ( entre 1 V et 2 V ), l’entrée de détection ne doit pas crever lorsque sur un défaut l’ampli envoie la tension d’alim, à charge nulle. Le courant Ib doit être nettement inférieur au Ib max qui est de 5 mA.

Il faut donc s’attendre à écréter avec deux zeners tête bêche et une résistance.

Il ne faut surtout pas écrêter avant les condensateurs de filtrage, car on augmente terriblement le foin en sortie du filtre.

Ici on écrête à presque 8 V mais par la suite, une fois le filtre chargé en sortie ou s’apercevra que c’est inutile de mettre des zeners pour un ampli avec une alim de 40 V ( avec une alim de 60 V ou 80 V il faut se reposer la question).

Atténuation du filtre dB

Atténuation du filtre volts

On ne peut plus douter de la nécessité d’un filtre double, si on veut répondre à ces critères ( 20 V 20 Hz ).

Temps de réponse du filtre :

Pour l’instant je fixe de manière arbitraire un seuil de détection de 1 V

Avec le simulateur on programme des créneaux de tension d’offset à 1 seconde du départ. Puis on programme l ‘amplitude du créneau par paliers de 1 V jusqu’ à 40 V. Et on regarde au bout de combien de temps on dépasse le seuil de détection.

Pendant tout ce temps ( de réponse ), en période d’écoute, les enceintes restent connectées et encaissent la composante continue du créneau.

Lors de la mise sous tension, avec un ampli en défaut, on détectera bien le créneau, mais les enceintes ne sont pas connectées avant une tempo et la détection d’un défaut verrouille la connexion des enceintes. Elles ne prendront donc pas un coup de 40 V continu à chaque nouveau démarrage

Temps de réponse

Il varie de 15 ms pour un créneau de 40 V à 85 ms pour un créneau de 2 V.

J ‘ai réduit la valeur du condensateur du 2 ème filtre de 22 à 4,7 µF qui conduisait à des temps de réponse plus élevés.

C ‘est un compromis entre atténuation et temps de réponse.

Le temps de réponse se mesure à partir du début du créneau cad à partir de 1s du graphique.

Et pour 1 volt ( avec un condensateur, ça va durer une éternité…), mais la puissance continue est faible : P= U²/R= 1 x 1 / 8 = 0,125 W

Avec 2 V on aura 0,5 W pendant 85 ms l’énergie qui fera chauffer les enceintes sera faible.

Mais la puissance varie avec le carré de la tension :

A 5 V on a 25/8 = 3 W pendant 50 ms, à 10 V sur des enceintes 4 ohms 100/4 = 25 W ( soit 2,5 A )

A 40 V on aurait 1600/8 = 200 W pendant 15 ms et 5 A ( le transistor de puissance est déjà cramé, en court circuit puisqu’il envoie la pleine tension ) le fusible de la sortie HP aura déjà sauté, voire celui du secteur..

Sur mon ampli j’ai une alim 31,8 V et un fuse de 3,3 A, il sauterait à partir de 26,4 V

On voit donc l’intérêt d’avoir un seuil de détection très bas. J ‘ai tracé le niveau de détection 2 V, pour comparer.

Mais surtout il faudra ajouter le temps de réponse du relais.

relais temps de reponse

A la retombée de 3 à 5 ms, plus faible qu’ à la montée c’est logique.

Mais une fois affublé de la diode roue libre pour empêcher les surtensions inverses lors de la coupure, celle ci court-circuite le relais et maintient un courant pendant un temps relativement long, qui dépend des valeurs de R et L. On peut ainsi augmenter le temps de réponse du au filtre d’une centaine de ms. Il faut faire un petit montage avec deux relais un sans diode et l’autre avec diode pour le vérifier.

Schéma à venir

Réponse du filtre aux variations d’offset :

réponse01Hz

réponse1Hz

réponse10Hz

La fréquence de coupure du filtre se situe vers 1 Hz

Influence du signal 20V 20 Hz combiné à des variations d’offset.

Signal_Offset_1

On voit très vite l’intérêt du 2 ème filtre.

Signal_Offset_2

Son influence est plus néfaste avec de faibles offsets : on accrochera plusieurs fois le seuil de détection avec le résidu du 20 hz, avant de basculer franchement vers le défaut.

Signal_Offset_3

Bien qu’on ait peu de chances d’avoir un offset de ce type qui varie de façon périodique et triangulaire, cet essai correspond à une lente dérive d’offset vers le plus , puis vers le moins, avec une fréquence de 250 mHz.

Signal_Offset_4

Avec 250 mHz on est donc en dessous du seuil de coupure du filtre ( un passe bas ), oui mais les filtres parfaits ou presque en passif , ça n’existe pas. leurs effets commencent à se faire sentir bien avant. ( d’où l’intérêt de la multi amplification avec un crossover actif comme le Rane : voir le sujet ).

Il existe plusieurs types de filtres actifs pour combattre cet effet naturel du filtre passif. entre autre le déphasage. mais ce serait luxueux pour une carte de protection, et plus du tout dans l’esprit des 70’s.

Un filtre passif du premier ordre déphase la sortie par rapport à l’entrée, de 90 ° à la fréquence de coupure, le déphasage est de 180 ° pour un deuxième ordre ( la sortie est donc en opposition de phase avec l’entrée.. )

On observe donc un déphasage , autrement dit un retard de 180 ms entre les sommets à l’entrée et à la sortie.

Pourquoi ne pas choisir une fréquence de coupure plus élevée ? le déphasage serait moindre.

Idem : pourquoi garder un second filtre qui double le déphasage et donc le retard.

Le résultat serait que le signal « musical  » serait moins atténué vers le bas ( donc ingérable ) si on passait à 5 Hz voire 10 Hz et des basses de 40 Hz attaqueraient la détection d’offset ( même si celui ci est nul).

joindre un graphique avec filtre à 5 et 10 Hz

Filtre en charge :

Le filtre est chargé par l’étage de détection d’offset avec une impédance d’entrée assez faible et variable : la jonction base émetteur des deux transistors. Par contre le filtre a une résistance de 20 kOhms, donc relativement élevée.

Un courant de 1 mA provoquerait une chute de tension de 20 V, or on veut détecter du 1 V.

filtre_avec_charge

Essai de détection offset positif :

Essai charge5

Essai charge7

Retour aux principes de base des transistors bipolaires :

Les transistors servent à amplifier ( tension ou courant ), on cherchera à les faire fonctionner sur une plage linéaire pour éviter la distorsion.

Mais ils peuvent être utilisés en commutation ( avec plusieurs résistances de base ) pour faire des circuits logiques ET OU , etc.. Un transistor avec plusieurs entrées ( résistances de base ), réalise la fonction NOR ( un OU dont la sortie est inversée ).Avec ça on peut tout faire en inversant la sortie on fait un OU, en inversant les entrées on fait un ET. Un transistor avec une seule résistance d’entrée est un inverseur.

Mais les portes logiques ne traitent que des signaux 0 ou 1 ( interrupteurs ouverts ou fermés ), 0,5 ça n’existe pas en logique. Par exemple avec une alim de 12 V on dira que 1 c’est un signal compris entre 10 et 12 V et que 0 c’est signal compris entre 0 et 2 V. Le transistor en commutation ne connait que deux états : saturé ( TR conducteur ) ou bloqué ( TR non conducteur ). Entre les deux, c’est la zone de transition qui doit être la plus étroite possible ; c’est le contraire en amplification.

La détection est un cas particulier. En entrée on a un signal analogique qui peut prendre toutes les valeurs entre 0 et 12 V. Lorsqu’on dépasse un seuil ( souvent réglable ) on veut en sortie un 1 logique et s’il est inférieur on veut un 0 logique. Pour celà on utilise un trigger.

Mais la détection de faibles valeurs de signaux < 1 volt dans la zone de variation de Vbe, pratiquement le seuil de conduction du transistor n'est pas du domaine du trigger avec une simple alimentation ( il faudrait une alim symétrique avec un étage différentiel). On ne pourra pas détecter un signal inférieur au seuil de conduction du transistor. C 'est le transistor qui va imposer le seuil, ou bien nous qui allons utiliser le seuil de conduction du transistor.

Ca va se passer dans la zone de transition.

Schema transistor en commutation  en analogique

Transistor en analogique

Transistor en commutation

Zone de transition élargie :

Communément pour le seuil de conduction on entend 0,6 V pour Vbe.

Mais celà dépend tout de même du Ic donc de Rc et de Ib donc de Rb , ainsi on arrive à des seuils un peu plus bas.

TR commutation Zone de transition

On voit tout de suite que la courbe Ic n’est pas du tout linéaire ( ça ferait un très mauvais ampli ), mais en commutation on s’en tape de la linéarité dans la zone de transition.

Mais pour la détection , on s’en fout un peu moins !

Pendant toute la première moitié Ic varie de 0 à 2,5 µA et pendant la suivante Ic varie de 2,5 µA à 17,3 µA. Tout celà peut varier avec le gain du transistor, la température , aussi pour avoir un seuil de détection stable et sûr, il vaut mieux détecter dans la seconde partie.

Avec ce courant Ic on va saturer la base d’un autre transistor. On pourra ajuster le seuil entre 4 et 10 µA soit pour VG2 entre 498 mV à 524 mV

En dessous de 2 µA ça fait une plage de variation plus importante pour VG2. Au dessus de 10 on augmente le seuil pour rien.

Ainsi on réduira la zone d’incertitude ( ou de transition ) sur VG2 de 153 mV à 26 mV.

test jonction base emetteur

graphique jonction PN

graphique jonction PN_2

graphique jonction PN_3

Filtre plus détection offset positif et négatif :

Filtre plus double detection

Dissymétrie des seuils de détection

On constate une dissymétrie importante entre les offsets + et – déjà constatée sur le schéma dit Tavernier . Voir

Critique de schémas de protection des HP

On a vu l’inconvénient au niveau du temps de réponse de passer le seuil de détection de 1V à 2V

Mais en plus sur une variation lente on retarde encore le déclenchement de la protection.

Explication disymétrie

Or ce montage était parfaitement symétrique, sans l’étage de filtrage , donc avec des générateurs parfaits et fonctionnait avec des seuils très bas..

La différence entre les deux est que :

– La résistance interne du générateur est en série avec la base de T1 et n’est parcourue que par Ib1.

– La résistance interne du générateur est en série dans l’émetteur de T2, et est parcourue par Ib2 + Ic2

Comme avec la résistance de contre réaction d’émetteur qu’on retrouve dans la plupart des schémas, pour compenser les variation de gain des transistors et stabiliser le point de polarisation.

A peine Vbe2 augmente, il produit un Ib2, qui produit un Ic2 100 fois plus grand ( 100 = gain de transistor ), mais limité par la résistance de collecteur de T2 ) ce courant Ic2 ressort par l’émetteur et produit une tension inverse ( positive ) qui vient s’opposer à la tension d’entrée.

Autrement dit le courant Ie2 = Ib2 + Ic2 produit une chute de tension supplémentaire importante dans le générateur qui réduira le Vbe2 et donc l’ Ib2. Aussi il faut arriver à presque – 2 V de signal pour commencer à saturer le transistor T2, alors qu’il suffira de +1 V pour arriver au même résultat, la saturation de T1 avec + 1V d’offset.

C ‘est le défaut de la carte chinoise avec une résistance de 150 k dans le collecteur de T2, et une impédance de filtre de 30 k dans l’émetteur. En plus ils lui font vider un condo. Tout ça pour économiser un transistor.

Retour aux principes de base :

test jonction emetteur  base

graphique jonction PN_5

Si on garde la saturation du transistor suivant avec 4 µA de courant de base ( via le courant de collecteur de celui ci ) le seuil de détection est de – 610 mV.

Pour avoir un seuil de détection – 500 mV il faudrait saturer le transistor suivant avec 1 µA. C ‘est le tout début de la zone de conduction. le transistor suivant serait alors sursaturé se trouverait alors sursaturé de 10 à 20 fois.

Alors que le seuil de 4 µA pour le transistor des offsets positifs , est pris un peu avant la zone de saturation. Pour l’autre la détection sera moins précise, moins stable.

A partir de là deux solutions s’offrent à nous :

1 – Réduire l’impédance de sortie du filtre.

on devra réduire les résistances de 10 k et augmenter les capacités des condensateurs pour garder les mêmes fréquences de coupure, les capas ne sont pas très grosses. Mais on ne peut pas aller trop loin ( genre 10 Ohms et 22000 µF, l’ampli serait alors chargé par une très forte capacité avec une faible résistance en série, donc une charge fortement capacitive ce qui pourrait complètement déstabiliser le fonctionnement de l’ampli )

2 – Réduire le courant Ic2 en augmentant Rc2 ( soit augmenter l’impédance de sortie de T2, mais on ne pourra pas charger cet étage , il faudra deux ou plus transistors supplémentaires.

Peut être un mix des deux :

Modification résistance collecteur de T2 ( On va laisser bosser le simulateur )

Modifications RcT2

On voit que la symétrie s’est beaucoup améliorée

Ce qu’on aurait jamais pu avoir avec des diodes en entrée !!!( voir Critique de schémas de protection HP )

On voit aussi qu’au dessus de 2,88 Mohms on ne gagne rien

Choix de 3,3 Mohms pour Rc2 (avec deux variations de + ou – 10 % )

Modifications RcT2 Choix resistance

Toutes les valeurs de la symétrie rétablie :

Symétrie rétablie

Le rétablissement se fait au détriment des courants de collecteur IcT1 : 60 µA et IcT2 : 4 µA . Mais avec 4 µA il y a de quoi saturer un transistor ( à 60 µA il sera hyper saturé, mais ce ne doit pas être trop gênant et il y a des possibilités de réduire ou de dériver une partie de ces 60 µA.

En fait je crois me souvenir qu’en hyper saturant un transistor fonctionnant en tout ou rien , on augmente le temps de réponse à la retombée.

    La symétrie n’est pas parfaite, mais correcte, aussi je ne pense pas modifier les résistances du filtre.

Schema étage de détection complète

Filtre plus detection complete

Les deux branches détection offset + et détection offset – ne sont pas regroupées en sortie des collecteurs de T1 et T2, les courants de collecteur étant trop différents.

Sur la branche détection offset – , j’utilise un transistor T3 qui va amplifier le courant de collecteur de T2 , pour rattraper celui de la branche detection offset +

test jonction emetteur  base suite

Les deux branches sont regroupées sur la base du transistor T4

Dès qu’un défaut d’offset est détecté, il circule un courant dans la base de T4 , fixé par les valeurs des deux résistances et à peu près identiques.

Si besoin on pourra ajuster une résistance par rapport à l’autre.

Dès que T4 voit un courant IbT4 suffisant, il commence à conduire, puis à se saturer et fait monter la tension de son collecteur.

Le transistor T5 monté en émetteur suiveur de tension ( à 0,6 V près ) fait monter la tension sur la sortie , aux bornes de la résistance R8 de 2,2 K, c’est à dire la sortie défaut avec une impédance de sortie très faible.

Essai avec offset stable + 1 V : DéFaut = 1

Cliquez sur les images, pour voir toutes les mesures que j’ai reportées sur le schéma

Offset stable 1 V Mesures

Essai avec offset stable + 500 mV : Défaut = 1

Offset stable  500mV Mesures

Essai avec offset stable + 400 mV Défaut = 0

Offset stable  400mV Mesures

Essai avec offset stable -500 mV Défaut = 1

Offset stable moins 500mV Mesures

A -400 mV on avait le défaut.

Essai avec offset stable – 300 mV Défaut = 0

Offset stable moins 300mV Mesures

Derniers réglages :

Le transistor T4 était déjà saturé avec 1 µA

Saturé veut dire qu’il a un Vce de ~ 0V que Ic max ( fixé par la résistance dans son collecteur est déjà atteint.

Il suffit de diminuer R3, pour augmenter Ic max, et comme Ic = Ib x gain, on va augmenter le courant de saturation Ib, qui passe de 1 µA à 7,5 µA avec R3 = 15 k

Le transistor T4 était sursaturé avec un courant de base qui plafonnait à 36 µA avec les résistances R5 et R6 de 330 k. Je les ai passé à 680 K , maintenant le courant de base de T4 plafonne à 16,6 µA soit une sursaturation de un peu plus de deux fois.

Au départ, sans T3 , le courant de collecteur de T2 était plus faible que celui de T1 4 µA contre 60 µA pour IcT2 ( sans T3 avec R6 = 220 k et R8 = 3,3 Mohms).

En ajoutant T3 , gain > 100, c’était trop !

J’ai donc shunté la jonction Vbe T2 avec une résistance pour dériver une partie du Ib de T3 et équilibrer les courants dans les deux branches.

Ce qui a rééquilibré les seuils de déclenchement de la protection pour les offsets plus et les offsets moins, qui sont de 520 et 497 mV, soit un écart de 4%, au lieu de 23 %.

Si on avait rééquilibré en réduisant le gain de T1 , on aurait remonté les deux seuils de déclenchement de la protection.

Filtre plus detection complete derniers reglages

Il reste à créer le filtre et la détection de la voie de droite qui viendra attaquer la base de T4 pour ne pas tout refaire en double.

Pas de relais ..?

Non pas encore.

Je veux faire un système qui ignorera les variations d’offset pendant que tout se stabilise.

Puis une fois cette première tempo écoulée, s’il y a le moindre défaut d’offset pendant un

    temps d’observation

fixé par une deuxième tempo, ce seul défaut armera une mémoire qui empêchera le relais de monter au bout de la seconde tempo.

S ‘il n’ y a pas eu de défaut pendant toute la période d’observation , le relais montera et connectera les enceintes.

Si jamais pendant l’écoute de l’ampli, il y a une dérive d’offset, la mémoire de défaut sera armée et fera tomber le relais.

Tout celà sera réalisé en logique à transistors ( pour rester dans l’époque )

Ainsi la modif des tempos ne viendra pas perturber les seuils de détection.

J’ai choisi de mémoriser le défaut, les enceintes resteront coupées, jusqu’au prochain redémarrage de l’ampli, car je ne veux pas laisser un ampli tourner avec l’offset qui commence à déconner. De la même façon que je ne raccorderais pas des enceintes sur un nouvel ampli dont j’aurais vu l’offset déconner, même un bref instant.

Je souhaite également éviter de faire la mitrailleuse avec un offset instable et un défaut qui apparait, disparait.

MISE EN FORME DU SIGNAL DEFAUT de la partie DETECTION OFFSET

Carte sécurité part1_Schéma_une_voie

En sortie de la partie filtre + détection, le signal DEFAUT n’est pas purement un signal logique en plus j’ai vu lors des essais qu’il peut être perturbé par le foin qui reste en sortie du filtre d’offset.

Carte sécurité part1_Schéma_une_voie

Carte sécurité part1_DEFAUT_Sans_Signal

Le signal DEFAUT est fortement perturbé par le 20V 20 Hz.

Carte sécurité part1_DEFAUT_20Hz

J’ai du rajouter deux condos, sinon on avait des amplitudes de variation de 12 V à 0 V

Un peu moins , mais tout de même un peu avec du 20 V 40 Hz ( sans les condos )

Carte sécurité part1_DEFAUT_40Hz

Mettre un trigger ?

Oui, mais il faut un trigger avec hystérésis (à deux seuils) pour dépolluer le signal, et pour transformer le signal DEFAUT en signal purement « Logique ».

Carte sécurité part1_DEFAUT_pas _signal logique

Dépollution signal

Un schéma existe avec les équations pour le calcul des résistances qui déterminent les seuils.

Trigger de Scmitt à hystéresis

Mais déterminer les seuils est un vrai casse tête. Dès qu’on touche une résistance, il y a tout qui bouge.

Aussi j’ai préféré la solution de deux détecteurs de seuil avec zener pour traiter le signal défaut, et faire un hysterésis.

J’ai choisi un hystérésis important à cause du foin sur le signal défaut.

Le foin est important, il a été amplifié par la détection qui est un ampli à grand gain , pour passer plus vite de l’état bloqué à l’état saturé. Ainsi avec un foin de 200mV crête on se retrouve en sortie avec des variations de 0 à 12 V, chaque fois qu’on passe en dessous ou en dessus du seuil de détection d’offset.

Cet hystérésis n’est pas l’hystérésis de détection de l’offset, mais celui de dépollution du signal défaut. Et pour les transistors en commutation, le zéro logique peut aller de 0 à 2 V pour 12 V d’alim et le 1 logique de 10 V à 12 V. Entre les deux ça n’existe pas ! ( on fait juste passer de l’un à l’autre).

Puis c’est le bistable ou « bascule défaut », qui ne peut être qu’ à l’état « 0 » ou à l’état »1″ qui va transformer notre signal DEFAUT en signal purement logique.

TRIGGERMEMOIREDEFAUT_suiv

tinadiag

J’ai commis une erreur , j’ai pris l’inverse du signal DEFAUT autrement dit défaut si > seuil bas et disparition du défaut si > seuil haut, alors que DEFAUT vaut 0 V lorsqu’il n’ y a pas d’offset et 12 V quand il y a un défaut franc d’offset.

Pas grave il suffira d’inverser l’armement et le désarmenent de la bascule défaut. Je corrigerais plus tard.

Et si on mettait un peu de MUSIQUE !

tinadiag2

De quoi rajouter du foin au signal DEFAUT et perturber le système, mais la bascule devrait faire le nettoyage du signal.

tinadiag3

tinadiag4

Au final c’est ~ ainsi que varie le signal de défaut

bascule défaut

Essai avec autre signal :

effet de foin pres des seuils

L ‘effet du foin dure plus longtemps, quand le signal est proche des seuils.

effet de foin pres des seuils détail

A suivre , on est presque au bout 🙂

A cet étape nous avons un signal logique « DEFAUT OFFSET « , qui vaut 0 ou 1.

Pendant le temps de la mise sous tension, une tempo T1, inhibe le traitement du DEFAUT d’ Offset, le temps que les tensions se stabilisent..

Mais on ne connecte pas le enceintes de suite après.

Une fois la tempo T1 écoulée on va tester l’offset pendant un certain temps : tempo T2.

Si pendant ce temps d’observation , il y a un seul défaut d’offset , on va le mémoriser ( un second bistable ). Et au bout de la tempo T2 on ne connectera pas les enceintes.

Il faudra couper l’alimentation pour « RAZer » la MEMOIRE DEFAUT Offset.

Si l’Offset n’a pas dérivé et s’il est stable au bout de la tempo T2 on connectera les enceintes. Et on pourra mettre la Zique.

Si un défaut survient plus tard, pendant l’écoute, il sera mémorisé dans la mémoire défaut et on coupe les enceintes, le plus vite possible..

Schéma complet de la partie 2 : traitement du défaut d’offset.

CARTE SéCURITé PART2

Le schéma comporte pas mal de légendes, pour comprendre le fonctionnement.

Ca fait pas mal de transistors, mais bon à 20 cent pièce, c’est pas la ruine..

Ca occupe plus de place , c’est sur, mais il y a la place dans le SU 3400, et encore plus dans un boitier externe pour des amplis qui n’ont pas de carte de sécurité, ça ne manque pas ( Dual, Revox, etc..).

On pourrait faire plus sophistiqué : détecter des offsets de quelques dizaines de mV au démarrage ( sans musique ) car avec le résidu du filtre c’est mission impossible, en utilisant des amplis OPs et des circuits logiques.

Quelques exemples pour illustrer le fonctionnement de la sécurité.

à venir

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Un commentaire pour Nouveau schéma carte protection enceintes 100 % transistors.

  1. Jean-Louis dit :

    Bonjour Jacqueline,

    Super comme sujet, jusqu’à maintenant on avait confiance au système de protection des HP mis en place par les constructeurs.
    Ton article nous confirme qu’il vaut mieux vérifier quel système est installé sur notre matériel quand nous en avons la possibilité avec le service manuel.
    J’attends la suite avec impatience,
    Merci pour toutes tes explications,
    Jean-Louis

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